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基于 300B 的 Triadtron 耳机放大器
Triadtron 拓扑可以专门应用于电子管、晶体管、FET 或 MOSFET 或任何电子类型的混合。triadtron 分为两个版本：放大器和缓冲器。在任何一种配置中，一个设备都是明星，是整个电路的领导者。如果我们让三极管成为女主角，这位第一夫人会唱歌，将她的声音特征强加于电路。 我们可以将这个主角赋予许多三极管，例如 2A3、6AS7、6H30、12B4，但其中一个脱颖而出：300B。300B 无疑是我收到的许多电子邮件中的明星，当我问电子管爱好者他们最喜欢哪种耳机放大器时，我最常听到的答案是基于 300B 的耳机放大器。甚至一位对驱动扬声器的功率放大器中的300B实际上不屑一顾的朋友说他想要一个300B的耳机放大器。 他前后矛盾吗？ 起初，我虽然如此。但经过一番思考，我相信我理解他的推理。他对功率放大器中的 300B 的抱怨是它的高音似乎变暗了。然而，在耳机放大器中，这种失败可能证明是一个特性。事实上，我在这里讲述了我发现自己拥有的一些旧的 Telefunken 12AU7 电子管的经验。起初，我很失望，声音似乎有些沉闷和沉默，当然没有火花，但我无法停止听音乐。耳机振膜离您的耳膜只有一英寸的距离，多少闪光才算太多闪光？ 300B的最大稳态电流为100mA，这将设定最大输出电流摆幅的限制。这个限制意味着 30V 负载的最大峰值电压摆幅为 300 欧姆，1.6V 的最大摆幅为 16 欧姆，分别导致 1.5W 和 80mW。在 50 欧姆负载下，我们得到 250mW。现在让我们看看 Triadtron 放大器的配置。 300B 由其阴极的 100mA 恒流源自动偏置，而 12AX7 也由其 1mA CCS 提供。300B 的直接加热阴极连接到浮动 5Vdc 电源，最好是稳压电源。该电路的工作方式是 12AX7 监控 300B 阴极电压并响应电压的任何变化。如果 300B 的阴极电压上升，例如响应其栅极上的正 1V 信号，12AX7 会增加其电流传导并拉低 N 沟道 MOSFET 的栅极电压，这反过来会降低 300B 的板极电压。多少？将 300B 的阴极电压恢复到空闲值所需的电压；换句话说，通过300B的放大系数（mu），大约是4。如果一个40欧姆的耳机驱动器连接到输出，耳机将看到 -4Vpk 电压摆幅和 100mA 电流摆幅。相反，如果 300B 的阴极下降，12AX7 将强制 MOSFET 的源极上升，直到重新建立空闲电压。 300B 将经历几乎恒定的电流传导 (100mA)，而 MOSFET 将经历 +/-100mA 的电流波动。因此，您可以看到该电路的单端和超级三极管方面。这个放大器的输出阻抗是多少？远远低于你的想象。在 SPICE 仿真中，结果低于 1 ohm。谐波的傅立叶图非常好。 看看低于预期的三次谐波。它比典型值低约-20dB。现在，让我们将输出信号增加到 3Vpk 到 32 欧姆，这等于 140mW。 THD约为0.1%，结构平滑单端。 这个设计有什么不喜欢的？好吧，除了两个 300B 管的费用之外，必须提供三个加热器电源是一件痛苦的事情，5V、5V 和 12.6V。一种解决方法是从电路的其他地方征用或劫持所需的电流。例如，由于目标是 300B 的阴极电压不发生变化并且其板电流保持接近恒定，我们可以将电流从两个通道的恒流源转移到 12AX7 加热器。 由于 12AX7 加热元件仅消耗 150mA 的电流，我们将 240 欧姆电阻与其并联，以使总电流达到 200mA。或者，我们可以用 12V 齐纳二极管代替电阻。 我们可能提出的另一个抱怨是，由两个 20k 电阻器和 2.2μF 电容器创建的假恒流源缺乏优雅。好吧，我们不能使用实际的恒流源代替它们，因为我们永远不想串联两个恒流源，它们会导致头疼。一种解决方法是引入一些合气道魔力。 10k电阻会散发大量热量，因此需要高功率类型。此外，恒流源必须同时为 300B 和这个附加电阻提供所需的电流。 我可以想象这两种设计都可以制作出精美的耳机放大器。想象一下机箱顶部的一个 12AX7 和两个 300B 管。大多数人会认为 12AX7 是输入管，而不是 300B，并且 12AX7 控制的是 300B，而不是相反。在 Triadtron 的缓冲版本中，我们失去了 12AX7。 该电源缓冲器不提供信号增益，因此信号源必须提供所需的信号增益。MJE350 PNP 晶体管通过读取 124 欧姆平板电阻器上的电压降来监控 300B 电流。12V 齐纳二极管允许我们使用较大值的平板电阻，齐纳二极管两端的 1kμF 分流电容消除了大部分齐纳噪声。P 沟道 MOSFET 与放大器版本中的 N 沟道 MOSFET 执行相同的工作：它改变其电流传导，因此 300B 的传导保持恒定。SPICE 仿真中使用的 P 沟道 MOSFET 模型是 IRF9520。 请注意设计中的低 B+ 电压，160V，而不是 330V。这个相对较低的 B+ 电压允许我们使用 300V PNP 晶体管，并大大降低了 300B 的功耗。此外，我们可以使用电压低得多的输出耦合电容器。这很重要，因为 16 欧姆耳机需要至少 500μF 的电容才能降至 20Hz。配合 400B 的 11V 阴极电压，我们可以使用 16V 或 25V 无极性耦合电容（通过优质薄膜或 PIO 电容旁路）。 这是 1KHz 时 1Vpk 到 32Ω 负载的傅里叶图。 请注意，三次谐波再次低于我们的预期。目标是减少 3 次、5 次和 7 次谐波。现在，这是 3Vpk 图。 一点也不差。非常单端，THD 肯定低于放大器版本，正如我们所料。（我确实尝试了没有 12V 齐纳二极管和低值板电阻的版本，但失真太高了。）在 SPICE 模拟中，输出阻抗小于 0.1 欧姆！另一方面，PSRR 仅为-14dB。因此，我会使用稳压电源。（我会使用带有 250V 电容器和 5Vdc 加热器调节器输出的PS-21。）不过，这个电路很简单，并且由于减少了板耗散，300B 的使用寿命会更长。如果使用线路级放大器来驱动缓冲器，那么这款 Triadtron 肯定值得考虑。
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发表于 2021-5-5 19:23
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